一种反激同步整流DC-DC变换设计（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）一种反激同步整流DC-DC变换器设计引言：低压大电流DC-DC模块电源一直占模块电源市场需求的一半左右，对其相关技术的研究有着重要的应用价值。模块电源的高效率是各厂家产品的亮点，也是业界追逐的重要目标之一。同步整流可有效减少整流损耗，与适当的电路拓扑结合，可得到低成本的高效率变换器。本文针对36V-75V输入，3.3V/15A输出的二次电源模块，在分析同步整流技术的基础上，根据同步整流的特点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，进行了详细的电路分析和试验。反激同步整流基本的反激电路结构如图1。其工作原理：主MOSFETQ1导通时，进行电能储存，这时可把变压器看成一个电感，原边绕组电流Ip上升斜率由dIp/dt=Vs/Lp决定，磁芯不饱和，则Ip线性增加；磁芯内的磁感应强度将从Br增加到工作峰值Bm；Q1关断时，原边电流将降到零，副边整流管开通，感生电流将出现在副边；按功率恒定原则，副边安匝值与原边安匝值相等。在稳态时，开关导通期间，变压器内磁通增量△Φ应等于反激期间内的磁通变化量，即：△Φ＝VsTon/Np＝Vs'Toff/Ns从此式可见，如果磁通增量相等的工作点稳定建立时，变压器原边绕组每匝的伏－秒值必然等于副边每匝绕组的伏－秒值。反激变换器的拓扑实际就是一个BUCK－BOOST组合的变换器拓扑的应用，而且如果副边采用同步整流，电路总是工作于CCM的模式下，其电压增益M＝Vo/Vs＝K·D/(1－D)(K为原副边匝数比)用PMOSFET和MOSFET替代图1中的萧特基二极管，可以实现同步整流的4种电路结构如图2和图3反激电路的开关电压波形见图4，是标准的矩形波，非常适合同步整流驱动。设计的关键点在于同步整流管的位置与驱动电路的结构配合、波形的整形限幅和死区控制。反激同步整流驱动电路选择同步整流管的驱动方式有三种：第一种是外加驱动控制电路，优点是其驱动波形的质量高，调试方便。缺点是：电路复杂，成本高，在追求小型化和低成本的今天只有研究价值，基本没有应用价值。图5是简单的外驱电路，R1D1用于调整死区。该电路的驱动能力较小，在同步整流管的Ciss较小时，可以使用。图6是在图5的基础上增加副边推挽驱动电路的结构，可以驱动Ciss较大的MOSFET。在输出电压低于5V时，需要增加驱动电路供电电源。1较大的输出电压尖峰导通时间的初级峰值电流可由式（4.9）（）计算出来。导通时间结束时，初级即流过值为初级峰值与匝数比Np/Ns乘积的电流，该电流会线性下降。大多数情况下变压器的输出电压低而输入电压高，这将会造成大的Np/Ns及大的次级电流。开关管开始关断时刻，从Co看进去的阻抗远低于Ro，所有的次级大电流都流入Co及其等效串联电阻Resr。这将产生窄而高的输出电压尖峰Ip(Np/Ns)Resr。尖峰的宽度通常小于0.5us（随时间常数ResrCo不同而不同）。通常，电源技术是以有效或峰-峰基值来规定输出电压纹波要求的。由于这样高尖峰的有效值很小，当选用大容量输出滤波电容时，电流很容易满足有效值纹波要求，但电源会输出危害很大的尖峰电压。因此通常在反激变换器主储能电容后加小型LC滤波器。L值和C值很小，因为它们只又来虑掉宽度小于0.5us的尖峰。虽然该电感明显比正激变换器的电感小得多，但它仍需占用空间。2需要大容量且能耐高纹波电流的输出滤波电容输出纹波主要由滤波电容的等效串联电阻ESR决定。可参照纹波要求根据式（1.10）初步选择滤波电容。但输出纹波电压要求并不能最终决定滤波电容的选择，而是根据纹波要求初选的电容的纹波电流额定值决定的。对于反激变换器，开关管导通时，全部直流电流由接地端向上流过电容；关断时，同样大小的电流流过电容以补偿开关管导通时电容损失的能量。电路导通时间与复位时间之和为开关周期的80%，则电容纹波电流有效值约为（4.15）若根据输出纹波电压初选的电容不能达到式（4.15）额定纹波电流的要求，则应选择更大容量的电容，或使用多个电容并联工作。连续模式反激变换器的设计原则1输出电压与导通时间的关系当开关管导通时，变压器初级电压是（Vdc-1），同名端相对于异名端是负的，磁心沿磁滞回线移动。开关管关断，励磁电流力图保持不变，使变压器次级电压反向。初次级电压都迅速增长，但是次级电压被钳位在（Vo+1）处（假设二极管的正向压降是1V）。假设初级直流阻抗为0，若干周期内，它不能建立直流电压。因此，稳态时，初级在开关管导通时伏秒数应等于关断时的伏秒数。一周期内初级的平均电压等于0。这就是说，磁心关断期间BH曲线的下降量等于其导通期间BH曲线的上升量。因此有